逆向 Fly-Buck：一只磁环分出五路隔离电源

电器维修

📊 一、这不是商品，是他自己的设计稿前面几期逆向的都是买来的模块，这一期不一样：这是作者自己画、自己做、自己用了六七年的一块板。
起因很实在。他做高压电源、做功率电子的活，几乎每一台机器都需要一两路隔离的辅助电源——给控制电路供电、给电压电流数显表供电、给驱动级做浮地偏置。以前的做法是买现成的隔离 DC-DC 模块，然后每次都得迁就它的规格：电压不对就串电阻、电流不够就并两只、体积不合适就硬塞。他说得很直白：每次都要把买来的东西改成自己要的样子，改到最后还不如自己做一只。
于是就有了这块板。视频简介里他自己写的：这是一份「很早以前、2018 年」做的设计。2023 年 11 月他又重画了一版图纸，图框上写着 DCDC-5Rail_Iso_V1.3r2。
板的规格是这样的：

一句话概括这块板在干什么：它是一台降压变换器，只不过把电感换成了一只绕了五组线圈的磁环——一组留在原边当电感用，另外四组各自整流出去，就成了四路隔离电源。
🧩 二、拆开看板：一只磁环站在板子正中间
板子不大，一只手能捏住。布局是围着一只磁环长出来的：
• 正中间是那只蓝色磁环，五股漆包线并在一起绕满整圈，十根引出线焊在下面；
• 左边是 IC1（MP2303DN，SOIC-8）和一圈小元件——输入滤波、补偿、自举、取样；
• 右边四组两针端子，丝印 J2、J3、J4、J5，是四路隔离输出；
• 最右端单独一组 OUT1，是那路不隔离的稳压主路；
• 磁环和端子之间，一排贴片电阻（丝印 R6、R7、R8、R9）和两组 1206 电容。

翻过来看背面，整机的骨架就清楚了：四只肖特基二极管（Schottky diode）D2–D5 一字排开，每只后面跟两只 10 µF 陶瓷电容，四组完全对称。这就是四路隔离输出的整流与滤波，一路一套，没有共用。

芯片是 MP2303DN。这颗料在 2018 年的价格和可获得性都比 TI 的方案好，作者的原话是「当时我手上没有 TI 那些片子，但我有一堆 MP2303」——他的意思是这堆片子便宜、好买、用了很多年，所以干脆围着它设计。代价是外围元件多一点，补偿网络得自己算。
🗺️ 三、逐区逆向出电路先把整条功率链摆出来：

作者把整页图纸摊在镜头前，从左上角一直讲到右下角。整页的原图是这样的：

下面按供电的流向，一段一段拆。
一次侧（一）：一颗同步 Buck 芯片的完整外围
从左往右：
输入是两只两针端子（IN+ / IN−），紧接着三只电容并联到地：C1 22 µF、C2 22 µF、C25 100 nF。两只 22 µF 承担纹波电流，100 nF 紧贴芯片管开关沿的尖峰，这是同步 Buck（synchronous buck）的标准配置。
作者在口播里专门用了一大段时间讲陶瓷电容，值得单独记一句：陶瓷电容的标称容值在加上直流偏压之后会掉，封装越小掉得越狠，温度、介电材料（X5R / X7R）也都影响。他的结论是一条硬规矩——22 µF 这种容值，一律用 1206 及以上的封装；0603 的 22 µF 加上 12 V 直流偏压，剩下的容值可能只有标称的一半甚至更低。
R1（100 kΩ）把 EN 脚直接拉到输入电压，上电即开，没有分压、没有延时、没有外部使能控制。
C3（100 nF）挂在 SS 脚上，靠芯片内部的恒流源充电做软启动，避免上电瞬间把输入电容拉塌。
C4（2.2 nF）串 R2（20 kΩ）接在 COMP 脚上，这是典型的 II 型补偿（type-II compensation）：一个零点、一个极点，把环路在穿越频率附近的相位补回来。作者在图纸底部抄了三组配套值，说明这套参数是跟着芯片和开关频率走的：
• MP2307 / MP2303（340 kHz，12 V 输出）：2.2 nF + 20 kΩ
• MP2303A（360 kHz）：3.3 nF + 15 kΩ
• 另一组备用：3.3 nF + 6.8 kΩ
C5（10 nF）串 R11（2R2）从 BS 脚接到 SW 脚，是自举电容（bootstrap capacitor）加一只限流电阻。自举电容本身负责给高边 MOS 的栅极提供浮地驱动电压，串这只 2.2 Ω 的电阻是为了拖慢高边开通过程——开得慢一点，开关沿的 dv/dt 就低一点，电磁干扰（EMI）也小一点。代价是高边损耗略微增加。
一次侧（二）：电感就是变压器的原边
这一段是整块板最反直觉的地方：从 SW 脚出来之后，没有电感，直接就是磁环的一组线圈。
N1 就是那只「电感」。它 19 匝，标称 33 µH，一头接 SW，另一头接主路输出——和普通 Buck 里电感的位置一模一样。区别只在于：普通电感的能量只在绕组内部转，而这组线圈旁边还躺着四组同样匝数的线圈，磁通穿过它们的时候，能量就被「抄」到副边去了。
所以 Fly-Buck 的名字很准：它首先是一台 Buck，只是电感被一只变压器替掉了。
旁边的三样东西：
• *D1（1N5819HW），SW 到地的肖特基，阴极朝上。图纸在它旁边注了「* Optional」，板底照片上这两个焊盘也是空的——按未装处理（这是本文的判读，作者口播没提星号的含义）。它的用处是并联在低边 MOS 的体二极管上：死区里体二极管导通，压降偏高，并一只肖特基给它分流，少发一点热。属于效率优化件，不装也能正常工作。
• R4（2R2）串 *C6（1 nF），SW 节点到地的 RC 缓冲（snubber），压开关沿的振铃。同样标星号，属可选项。
• R3（200 kΩ 多圈微调）串 R5（10 kΩ），主路取样分压；图纸上还留了一个 *R3_FIX（200 kΩ 固定电阻）的并联焊位，量产时不用微调、直接并一只固定电阻定死电压。注意这一路反馈只接主路——四路隔离输出完全没有参与反馈。
输出电容是六只并联：C7、C8、C9、C10、C15 各 22 µF，加一只 C20 100 nF。作者在口播里数过：「我准备了六个电容的焊位」——这就是为什么板上有一排整齐的 1206 空位：他留着按需增减。
最右边是 D6（LED）串 R10（2K7）的电源指示，12.4 V 下约 3.9 mA。
变压器：五股并绕，19 匝，1:1
这是整块板唯一需要「自己做」的零件。数据全在图纸左上角那个框里：
• 磁芯：MICROMETALS-ARNOLD HF-080160-2，外径 20.32 mm、内径 12.7 mm、高 6.35 mm，磁导率（permeability）160，AL 值 87 nH/匝²；
• 初级：1 组，19 匝，0.5 mm 漆包线，用线 10 cm；
• 次级：1 组四线并绕（4 根线绞在一起当一束绕），19 匝，0.5 mm 漆包线，每股用线 48 cm；
• 匝比：1:1:1:1:1。
手写补注两条：「Secondaries ca 340 mA each」（每路次级约 340 mA）、「16 W」。
这里有个数字可以自洽验算：AL = 87 nH/匝²，绕 19 匝，电感量 L = AL × N² = 87 × 361 = 31.4 µH。图纸标的是 33 µH，差了 5%——正好落在磁芯 AL 的分散范围里。这条等式说明「33 µH」不是随手写的，是从磁芯参数和匝数算出来的。
至于为什么必须五股并绕，作者讲得很清楚：四路隔离输出能不能跟上主路，全看绕组之间的耦合紧不紧。分开绕、分层绕，漏感大，主路一带载，四路就各掉各的；五根线绞成一束一起绕（他口播里管这叫 pentafilar，五线并绕），五组线圈在空间上几乎重合，耦合最紧，四路的电压才「跟得住」。

环形磁芯还有两个附带好处：磁路闭合在磁芯内部，向外辐射的磁场小，EMI 比开放式磁芯低；线圈均匀包住整圈，漏感天然就小。作者说这也是他选环形而不是 EE 型的原因。
二次侧：四只肖特基，四组 10 µF
四路完全对称，每路三样东西：
• 一只肖特基二极管（D2–D5，全是 1N5819HW，SOD-123 封装，1 A / 40 V）。选它的理由很直接：340 kHz 下普通整流管的恢复损耗已经很显眼，肖特基几乎没有反向恢复。
• 两只 10 µF 陶瓷电容并联，负责滤波。
• 一只 2K2 基线负载（preload），R6–R9。按 12 V 算，12 / 2.2 kΩ ≈ 5.5 mA，正对上作者注释里「约 5 mA」的说法。它的作用是给每一路一条最小负载通路——轻载时如果一点电流都不取，副边电压会虚高，交叉调整率（cross regulation）也会更难看。
二极管的方向值得单独说一句，因为这决定了 Fly-Buck 到底怎么工作。
看同名端（图中圆点）的位置：原边 N1 的圆点画在主路输出那一端，副边 N2–N5 的圆点画在二极管阳极那一端——两个圆点在图上处于对角位置，按同名端规则，这两端极性相同。
于是：高边 MOS 导通时，N1 的 SW 端是高电平、输出端是低电平，也就是圆点那一端为低；副边的圆点端（二极管阳极）跟着变低，二极管反偏截止，电流全部走主路。高边关断、SW 掉到 0 时，N1 的输出端相对变成高电位，圆点端抬高；副边的圆点端跟着抬起，二极管正偏导通，把能量送进隔离输出的电容。
所以它和反激的区别就在这里：导通期能量直接送到主路，关断期才由副边接力。反激是导通期存能量、关断期才放，两者完全不同。
反馈：只盯主路，四路自己跟取样只取了主路：R3（200 kΩ 微调）与 R5（10 kΩ）分压进 FB。MP2303 的基准是 0.8 V，于是：
• 主路 12.44 V ⇒ 上臂约 145 kΩ；
• R3 旋到底（200 kΩ）⇒ 主路约 16.8 V。
这就是图纸标题写「5 × 12 V 输出」、而简介里又说「最高 20 V 输出」的由来——上限由这只微调电阻决定，实际能到 16.8 V 左右；想再高就得改 R5。
四路隔离输出一根线都没接回反馈。它们只能靠磁耦合「跟着」主路走，主路调压它们一起动，主路带载它们一起掉。作者对这个缺陷毫不掩饰，他的用法是：隔离路后面一律接 LC 滤波 + 磁珠（ferrite bead）+ 低压差线性稳压器（LDO），只把它当「预稳压」用，不给敏感模拟电路直接供电。

保护：基本没有把整页图纸看一遍，找不到任何专门的保护电路。板子上没有任何一只管子、任何一段电路是为「出事时保护别人」而存在的。剩下的保护全部来自 MP2303 芯片本身：输入欠压锁定（约 4 V）、逐周期限流、热关断，以及 FB 端的过压比较（主路偏高约两成时关掉高边）。
除此之外什么都没有：
• 输入侧没有反接保护，接反就是烧；
• 输出侧没有独立的过压、过流、短路保护；
• 隔离侧完全没有保护，短路就是短路；
• 没有任何一只保险丝、TVS 或者热敏电阻。
对一个「给自己的实验台做辅助电源」的设计来说，这个取舍可以理解：它前面永远接着一台带限流的实验室电源。但作为商品或者量产设计，这一块是空白。
作者自己在简介里贴了一条警告，值得原样记住：不要把这只电路用在任何与市电相关的场合；真要做高压隔离，必须用三层绝缘线（TIW，triple insulated wire）或全绝缘线（FIW，fully insulated wire）——普通漆包线的绝缘层扛不住高压，绕组之间的击穿是慢慢发生的，等发现的时候通常已经烧了一片。
🔬 四、上电实测：12.44 V 与 12.04 V 之间的 0.40 V测试台是这样的：输入端一台可调直流电源设 24 V，主路接一台台式电子负载（KUNKIN KP184），隔离路接一只小型电子负载（XY-FZ35）。


三个读数：



两个输出电压差 0.40 V。这个差值不是巧合：1N5819 在 0.3 A 下的正向压降差不多就是 0.4 V 量级。也就是说，副边电压 = 主路电压 − 肖特基压降，匝比 1:1 的时候，这个关系几乎一眼可算。
（两个读数来自不同仪表、不同负载点，严格的对照应该在相同负载下测；这里只能确认二者之差与肖特基压降同量级，不做更细的结论。）
关于调整率，作者的原话是「调节率没有差到离谱」（the regulation is not that dramatic），但他的实际做法已经说明了态度：后面必须加 LDO。数字上也说得通——隔离路在 0.3 A 下读 12.04 V，比主路在 0.1 A 下的 12.44 V 低了 0.4 V 量级；这个差主要是肖特基压降，里面还混着两路负载点不同带来的差异。对一颗 12 位 ADC 来说，0.4 V 折算到 3.3 V 量程上就是几百个码。
另一个被验证的点是温度：他说整机跑 14–16 W 的时候「什么都不热」，磁环只是温的。这符合设计——五股并绕、线径 0.5 mm、整圈包住磁环，铜损和铁损都分散得开。
📐 五、取值反推：一组互相咬合的数字
把几个关键数字反推一遍，会发现它们是互相咬合的：
① 电感量
L = AL × N² = 87 nH/匝² × 19² = 31.4 µH，图纸标 33 µH，差 5%，落在 AL 分散范围内。
② 占空比
主路是标准 Buck 关系：V = D × Vin。24 V 进、12.44 V 出，D = 12.44 / 24 ≈ 0.518——正好一半，也是这类 24 V 转 12 V 应用最舒服的工作点。
③ 纹波电流
ΔI = (Vin − Vout) × D / (L × f)。按图纸标称的 33 µH 算：(24 − 12.44) × 0.518 / (33 µH × 340 kHz) ≈ 0.53 A 峰峰值；按前面核出来的 31.4 µH 算则是 0.56 A。两种口径差不到一成，取 0.5 A 量级。
这是原边绕组里纹波的那一部分。原边的直流分量则要按整机功率算：16 W / 12.44 V ≈ 1.3 A（含四路副边折算回原边的分量）。两者叠加，峰值电流大约在 1.5 A 量级。
④ 磁芯有没有饱和
19 匝 × 1.5 A ≈ 29 安匝；这只磁环的平均磁路长度约 52 mm，磁场强度 H ≈ 560 A/m；按磁导率 160 折算，磁通密度 B ≈ 0.11 T。
这类铁粉芯材料的饱和磁通密度通常在 1 T 量级（这是材料类别的典型值，不是这只型号的实测数据），而且它是软饱和——磁导率随磁场缓慢下降，不是到某一点突然拐弯。0.11 T 只有它的十分之一，余量非常足。这也解释了为什么它只做了 19 匝就够：AL 87 的磁芯配 19 匝刚好落在 33 µH，再少就感量不够、纹波变大，再多就绕不下了。
⑤ 补偿零点
1 / (2π × 20 kΩ × 2.2 nF) ≈ 3.6 kHz。II 型补偿的惯例是把这个零点放在穿越频率的四分之一以下，用它在低频段把相位顶回来；340 kHz 的开关频率下，3.6 kHz 这个位置正是典型摆法。
⑥ 基线负载
12 V / 2.2 kΩ ≈ 5.5 mA，四路合计约 22 mA。这就是「空载」时这块板仍然在消耗的那部分功率，约 0.26 W。
⑦ 功率天花板
四路隔离各按 0.34 A 打满：4 × 0.34 A × 12 V ≈ 16.3 W。而整机标称只有 14–16 W。
四路打满就已经吃光了整机的总预算，主路一点余量都不剩。 换句话说，「16 W」是整机的总量，不是每一路都能同时满载。 想四路全开，就得把主路让出来；想主路带重载，四路就得减。作者说「你可以只在一路上取 100 mA，把剩下的功率留给别的路」，说的就是这个意思。
🎯 六、抄图复现性评估能不能抄？能，而且不难。
元件清单简单到可以数出来：1 颗 MP2303DN、1 只磁环、4 只 1N5819HW、5 组接线端子，剩下的全是电阻电容，二十来只。没有需要编程的东西，没有需要校准的东西（除了那只调压微调电阻）。
真正的门槛只有两个：
一是磁环要绕得对。五股并绕、19 匝、每股 48 cm，手工完全做得出来，但需要一点耐心：五根线要先绞成一束，再一起穿过磁环，穿 19 次。绞得太松耦合不好，绞得太紧线不好穿。作者自己都承认「我不喜欢绕变压器，我宁愿用现成的」——他做这一只，纯粹是因为买不到这个规格。
二是磁芯参数要对得上。AL = 87 nH/匝² 是这只 HF-080160-2 的特性，换一只磁环就必须重算匝数：想要同样的 33 µH，AL 是 60 的磁芯要绕 23 匝，AL 是 120 的只要 17 匝。这一步算错，纹波和峰值电流全跟着错。
改起来也方便，这正是作者做它的初衷：
• 想要不同电压的隔离路？改那一组的匝数。次级匝数比初级多，输出就高于主路；少就低于主路。每组独立，互不影响。
• 想要不同的主路电压？调 R3，或者换 R5。
• 想要更高功率？换更大的磁芯、加粗线径。作者说下一版会换一颗亚洲品牌的开关芯片，「只针对亚洲市场，但比这颗老 MPS 好得多」。
但有几条限制绕不过去：
• 四路不能独立稳压。 这是 Fly-Buck 的拓扑宿命，不是设计失误。作者的对策是后级加 LDO，代价是效率和成本。
• 交叉调整率差。 主路重载时隔离路会掉，四路之间也会互相影响。轻载那一侧电压会往上飘，所以基线负载不能省。
• 隔离耐压全靠线材和绕法。 普通漆包线绕出来的变压器，绕组间的绝缘只能算「功能绝缘」，不能当安全隔离用。作者专门点了三层绝缘线和全绝缘线，就是这条原因。
• 绝对不能接市电。 这是作者的明确警告，也是这类「实验台辅助电源」的共同底线——它的输入侧没有任何安规设计。
一句话评价：这是一个「工程师给自己做的零件」，不是产品。它的价值不在性能，而在于把一个常被当成黑盒的拓扑，用一只磁环和一颗八脚芯片摊开给你看。
📋 七、结论先说它在技术上的位置。
Fly-Buck 这个拓扑不新，TI 有一份专门的应用笔记（AN-2292），Coilcraft 和 Würth 也都出过配套的耦合电感与设计指南——讲到原理那一段（约 9 分半），他还翻出一页 Coilcraft 的 Fly-Buck 应用说明。它解决的问题很具体：当你需要一两路隔离的辅助电源，功率只有几瓦，又不想为它单独做一只反激的时候，Fly-Buck 是最省事的答案——一颗 Buck 芯片、一只耦合电感、几只二极管电容，就完事了。
这块板的贡献在于把「最省事」做到了极致：不是买现成的耦合电感，而是自己绕一只五组线圈的磁环，把「1 路稳压 + 4 路隔离」塞进一块邮票大小的板子里。1:1 的匝比让四路隔离输出天然等于主路电压，省掉了四套反馈；2K2 的基线负载让轻载也不飘；340 kHz 的频率让磁环可以做得这么小。
再说它的短板，也说得很清楚。
四路隔离没有独立稳压，交叉调整率天生就差，必须靠后级 LDO 补救；板子上没有任何保护电路，剩下的只有芯片自带的限流和过压比较，短路就是短路；隔离耐压取决于你用什么线、怎么绕，跟电路设计关系不大；而且——不能接市电。
但这些都是「用途决定」的短板，不是「设计失误」。作者从来没打算把它当产品卖，他要的就是一块能塞进自己每一台高压电源里的、规格随自己定的偏置板。从这个角度看，它做成了。
评级：拓扑值得抄，保护电路必须自己补，隔离线材必须换。

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🔍 上期答案上一期留的问题是：那块 30 W 逆变模块里，四只 FR207 既整流不了、也倍压不了，甚至会把输出钳死，为什么还是被焊上去了？
三种解释里，最站得住的是第二种和第三种合起来：料位与观感。
一是抄板。这类模块的电路在跨境电商上流转了十几年，同一块板被不同厂家反复抄，抄的人未必懂拓扑。反激的次级整流、倍压的二极管阵列，抄过来忘了删，是常有的事。
二是料位。同一块 PCB 可能供不同出口版本使用：要直流的焊桥、要高压的焊倍压、什么都不要的空着。板上丝印和 BOM 已经统一，焊不焊是产线决定。
三是观感——这条最现实。买家翻开背面看到四只二极管，会觉得「这机器有整流」，敢下单。四只 FR207 的成本大约几分钱，但它让一块板「看起来更像那么回事」。
三种解释对应三种完全不同的工程文化。但从工程角度，验证方法只有一个：量一下那四只二极管两端的实际电压。如果任何工况下都不超过 1 V，它们连「整流」的边都沾不上，那就只能是第三种解释。
❓ 今日小思考这一期有一处我特意留着没展开：四路隔离输出，谁都没有接反馈，却都能稳在 12 V 附近。
它们靠的是「磁耦合紧 + 匝比相同 + 有基线负载」这三件事。听起来很顺，但仔细想有个漏洞：如果其中一路突然加重负载，它的电压会掉，而主路的反馈环根本不知道这件事——主路电压不变，那一路凭什么回来？
问：在这种「只稳一路、其余靠跟」的结构里，某一路单独加重负载时，电压到底是怎么被拉回来的？或者说，它其实回不来，只是掉得没那么多？
💭 提示：从能量守恒和伏秒平衡两个角度各想一遍。导通期，原边绕组的电压被输入和主路钉死；关断期，副边绕组的电压被各自的输出电容钉死。两组约束之间只隔着一只磁芯的耦合系数。耦合越紧，那一路「被拉回来」的能力越强；耦合越松，它就只能靠自己那两只 10 µF 撑着。所以答案的一半在磁芯上，另一半在那只 2K2 的基线负载上——想想为什么基线负载越大，交叉调整率越好，但待机功耗也越高。

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💬 互动话题： 你有没有为了「一路隔离的 12 V」买过一整只模块、最后发现还不如自己绕一只变压器的时候？我做过的项目里，辅助电源永远是最不起眼、又最容易在最后关头翻车的那一块。评论区说说你踩过的坑。