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目前使用的前置放大器线路部分仅为单级阴极跟随器，增益约为1倍。平时使用并无不便，但因《热情的电子管放大器》中介绍的全级差动基础放大器，以及《电子管放大器入门》中提到的迷你瓦特（Mini Watt）等电路，整体增益都偏低，因此有时会希望搭配一个增益在2至3倍左右的线路放大器。然而，用电子管电路实现2到3倍的增益却意外地困难，一直想不出合适的电路方案。若只需1倍增益，直接采用阴极跟随器即可轻松实现；而如果是两级结构的标准电路，要达到10倍以上的增益也并不困难，但一旦要求使用电子管实现不超过10倍的增益时，反而突然变得棘手起来。当然，并非完全没有相关电路实例。例如著名的LUX SQ38FD的线路放大器部分，就以单级12AX7构成的P-G反馈放大电路为基础，通过包含中间衰减环节，总增益控制在适中的4至5倍。

实际上，P-G反馈的单级电路在厂商生产的放大器中应用相当广泛，让人不禁觉得这或许确实是唯一可行的选择。就这样思考了大约五年之后，我陆续制作了几台全级差动推挽式放大器，在此过程中重新认识并肯定了差动电路的独特魅力与优异性能。于是，我决定尝试一下：能否利用差动电路，设计出尽可能简洁的线路放大器呢？

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差分线路前置放大器的电路采用了一种较为少见的方式，结合了不受欢迎的P-G反馈与差分电路。下图是使用6DJ8管的差分线路前置放大器推荐电路。

上述电路图存在以下遗漏：

在恒流电路的负电源部分，电源电压应为-12.7V，但该电路图上却标注为-4～-7V。其间需接入330Ω/1/2W电阻和1000μF/25V电容。

这些内容已在下方平拉格的布局图中注明。

本电路的核心部分是由两个6DJ8电子管单元构成的差分电路。左侧单元连接至输入端，右侧单元则连接至输出端及负反馈回路。这种电路结构非常特殊，因为通常的差分电路不会单独使用，而是再增加一级放大电路，组成两级或更多级的结构。而本设计中的单级差分线路前置放大器正是其独特之处。

输入信号经由50kΩ的音量调节电位器，送入左侧电子管的栅极；输出信号则从右侧电子管的板极取出。乍看之下，这样的电路似乎难以实现正常放大，但实际上它能够良好地工作。

共阴极侧通过一个10mA的恒流电路连接至负电源（V-）。该恒流电路采用2～3个并联的JFET 2SK30（GR级）来实现。曾尝试用三端稳压器LM317T构成的恒流电路替代，结果产生了明显的“沙沙”噪声，无法正常使用。

6DJ8的负载线如下图所示。工作点由185V电源电压、5mA的恒流特性线（蓝色）以及20kΩ的负载线（红色）共同决定，三者交点即为工作点（Ep=85V，Ip=5mA，偏压≈-2.1V）。虽然负载线上的电源电压为185V，但由于实际电路中阴极电位约为2V，因此所需供电电压应为187V。（最初设计时的工作点为Ep=100V，Ip=4.5mA，偏压=-2.6V，后已重新调整）

输入信号并非只输入到左侧电子管，实际上应理解为根据差分电路的基本工作原理，信号被施加在两管的栅极之间。也可以认为左侧是阴极跟随器，右侧是阴极输入，无论怎样理解，结果都是一样的。两个电子管像跷跷板一样相互补充地工作，最终放大后的信号以完全相同的电压（但相位相反）出现在两个屏极上。因此，放大的信号可以从任一电子管的屏极取出。本电路中是从右侧电子管的屏极输出。顺便提一下，如果同时从两个屏极取输出信号，则会得到平衡（平衡式）输出。

由于信号是从栅极间输入，若从屏极间输出，则增益约为24倍，与6DJ8普通放大电路的增益相同；但如果仅从单侧屏极输出，表观增益则变为原来的一半。实际使用时，由于后续还会连接功率放大器等负载，因此实际增益还会进一步下降至约10倍左右。

在6DJ8的右侧单元中，通过100kΩ和56kΩ电阻将屏极信号反馈至栅极，形成负反馈。该负反馈系数决定了本电路的增益。其增益可采用以下简化且近似的计算方法求得：关于负反馈电阻值的选择，电阻值越小，受分布电容及电子管内部电容的影响越小，高频特性越好，但负载会加重；反之，增大电阻值虽可减轻负载，但高频特性会变差。综合考虑，两管总阻值约为150kΩ时，平衡性较好。

本电路中，6DJ8提供的基本增益约为24倍，我们以其中一半即12倍作为基础裸增益进行计算。然而，右侧除了20kΩ的屏极负载电阻外，负反馈电阻以及功率放大器的输入阻抗也都会增加整体负载，因此实际增益约为10倍。决定负反馈的系数为（100kΩ＋56kΩ）÷56kΩ＝2.79，因此本电路的理论计算增益为（10×2.79）÷（10＋2.79）＝2.18倍。

使用6DJ8这类高跨导、低内阻管子的宽带放大器，必须对超高频至兆赫兹频段的电路稳定性进行基本考虑。特别是这类电子管，仅因布线方式不当就可能引发振荡，因此电路结构本身必须具备一定的抗振能力。各管栅极接入的3.3kΩ电阻便是其中一项措施。该抑制振荡电阻应尽可能靠近6DJ8的插座布置。在共阴极与恒流二极管之间插入约200Ω的电阻，可进一步提升本机的稳定性。此电阻也应尽量靠近真空管插座引脚安装，避免不必要的走线。

此外，交流100V电压始终存在约1%～3%的波动，这种变化会直接反映为B电源电压的变动。差分电路具有将B电源电压的变化直接转换为屏极电压变化的特性。因此，为了防止此类变化通过前置输出造成不良影响，前置输出部分的电容（0.68μF）值不能过大。此前此处电容曾设为2.2μF，但出现了问题，故已将其减小至0.68μF。

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＜负载线示例＞
下面我们以使用非6DJ8电子管的几种情况为例进行说明。
下图是5670电子管的实例。5670的μ值与6DJ8相当或略大，但由于内阻较高，必须降低屏极电流。电源电压与6DJ8电路相同，为187V（负载线上实际为185V），但屏极电流已减至3.6mA。

下图是6N1P的管脚示意图。Ep-Ip特性数据取自公开了大量实测数据的“JF1VRR（也称JR3QZS）的无线电日记”（特此致谢）。市面上常认为6N1P可作为6DJ8的替代品，但实际测量特性显示两者差异之大，简直“难以置信，完全不一样”。若以偏压为0V时的特性曲线进行比较，差异尤为明显：当6DJ8的屏极电压为50V时，电流可达15mA，这表明其输出阻抗极高、内阻极低；而所谓与6DJ8等效或兼容的6N1P，电流却在4mA以下，两者几乎毫无可比性。

6N1P的工作条件似乎与5670基本相同。如果打算用6N1P替换6DJ8，并直接套用6DJ8的电路，虽然能发出声音，但偏压可能过浅，导致栅极电流增大，电子管进入饱和状态，从而引发问题。此外，由于两者的内阻相差如此悬殊，将其用于放大器时，高频段极点频率会下降至原来的一半甚至更低，不仅高频响应显著恶化，相位补偿条件也会发生巨大变化。

尤其需要注意的是，一些管子商家和拍卖网站的信息往往混乱不堪。没有精确数据支持的所谓“兼容性”信息，切勿轻信。

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＜电源电路＞  
本机需要一种残留纹波在0.01mV以下、可提供200V以上、约20mA电流的电源。下图所示为“电子管式差分线路前级放大器（带NF型音调控制）”所使用的1U尺寸前级专用电源变压器的电源电路，建议本机也采用此电路或基于该电路设计的方案。

首先来看高压侧，将168V进行桥式整流，得到244V的整流输出。整流后，通过使用MOS-FET 2SK3767（或同等型号）构成的简易纹波滤波器，可充分彻底地消除残留纹波。此外，该电路在电源刚开启时电压上升速度非常缓慢，因此还能获得适当的延迟效果。放大器部分的供电电压并不十分敏感，设计值为187V，但允许±110%左右的波动范围。（能自行绘制负载线的人应该明白这一点。）

由于电源电路的输出电压为208V，而放大器部分的供电电压为187V，两者之间的压差为21V。放大器部分每通道的电流消耗约为10mA，因此用于降压的调节电阻应选用2kΩ～2.2kΩ/1W的规格。2SK3767的漏极电流为20.6mA，漏极与源极间的电压为244V－208V＝36V，因此漏极损耗为36V×20.6mA＝0.74W。这个数值下无需安装散热板。

低压侧也用作负电源，因此将14V进行桥式整流，并将正极接地。整流后的输出电压为15.8V。经过两级CR组成的纹波滤波器后，设定电路参数使输出电压达到-12.6V（图中为-12.7V）。计算得出的灯丝电流为0.31A，这是基于使用6922管子的情况。6DJ8系列各管子的灯丝电流略有差异，因此实际电压会因所用电子管不同而变化，请务必实测后再以3.3Ω的阻值进行调整。

＜使用特制R型铁芯电源变压器＞

下图是采用特制R型铁芯电源变压器时的预期电路示意图。这些数据仅为理论设计值。制作时请勿盲目照搬此电路参数，应自行验证并加以改进。

与使用1U电源变压器的电路不同之处在于，整流电路改为了倍压整流电路，以及各部分电压分配的差异。尤其重要的是，由于整流出电压升高导致滤波器中MOS-FET的功耗增加，因此在漏极侧额外添加了820Ω电阻，以分散热量。另一个区别是，为弥补加热器电源滤波器效率下降的问题，将电容器容量从3300μF增大到了4700μF。

＜使用春日无线KmB90F＞

若要获得如此高的整流出电压，可选用春日无线变压器的KmB90F。虽然其漏磁比1U尺寸的铁芯变压器稍大一些，但只要不过度绕制，仍能实现足够低的噪声性能。使用185V绕组时，在输出20mA电流的情况下，输出电压约为258V，这一电压差足以通过为2SK3767加装小型散热板来实现充分的压降。若使用KmB90F，则只需将2SK3767的栅极电阻由220kΩ改为330kΩ即可满足要求。

此外，KmB90F也具备与1U尺寸电源变压器几乎相同的14.5V/AC 0.9A绕组，经桥式整流后可轻松获得12.6V直流电压。只需调整上述电路中3.3Ω/2W电阻的阻值，即可调节供给加热器的电压。

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＜LED点亮电路＞  
在平面布线图案中，图中未标注的2.2kΩ～2.7kΩ电阻是用于控制LED电流的限流电阻。除蓝色或高亮度LED外，大多数LED在工作电流约为4mA时可获得合适的亮度，其正向电压约为1.8V。若供电电压为12.6V，则减去正向电压后剩余电压为10.8V。若要使工作电流为4mA，则所需电阻值应为10.8V ÷ 4mA = 2.7kΩ。如需调暗，可增大电阻值；如需调亮，则降低电阻值。

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＜过压保护电路＞  
在前置输出处有一个标有“Cds”的元件。Cds是一种在黑暗中电阻值高达100MΩ以上，但受到光照时电阻会降至约100～200Ω的器件。我们利用这种元件与LED组合成的耦合器，设计出了一种用于解决真空管式前置放大器前置输出端长期存在的过压问题的保护电路单元。有关该保护电路单元的详细信息，请参见本页面。

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＜制作＞

这里介绍一下采用接线板搭棚的接线示意图，供参考。该图案以带音调控制的差分线路前置放大器电路为基础，并根据本机电路稍作调整。可参考本页面的图片。

标有GND的线路应连接至接地母线。

关于放大器部分，以下未在此处注明的电阻需按如下方式布置：  

（1）音量调节旋钮与第一级栅极之间的1MΩ和3.3kΩ电阻，应布置在电子管插座周围。  

（2）负反馈电路中的100kΩ电阻位于平铺的接线板上，而56kΩ和3.3kΩ电阻则应布置在电子管插座周围。标有GND的线路应连接至接地母线。

这些该怎么布置和接线，你自己尝试做做吧。

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特性  

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负反馈系数（1/β）	2.79   （100kΩ・56kΩ）	注释
增益/Gain	7.0dB（2.26倍）	1kHz时输出1V
输入阻抗/Input Impedance	48kΩ -
输出阻抗/Output Impedance	约2kΩ	1kHz时输出1V
频率响应/Frequency Response	10Hz～200kHz   5Hz～500kHz	+0dB/-0.5dB  +0dB/-3.0dB 负载为1米屏蔽线
左右声道串音/CrossTalk	-dB	10Hz～100kHz，1kHz时输出3.16V
失真率/Distortion	0.05%	1kHz时输出1V
残留噪声/Noise	50～100μV	左右声道相同值（80kHz，无A加权）