开关电源组件的设计考虑因素

2023-5-21 19:09| 发布者: 开心| 查看: 314| 评论: 0

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摘要: {本文由家电维修技术论坛小编收集整理资料}一般来讲，开关频率越高，输出滤波器元件L和CO的尺寸越小。因此，可减小电源的尺寸，降低其成本。带宽更高也可以改进负载瞬态响应。但是，开关频率更高也意味着与交流相关的功率损耗更高，这需要更大的电路 ...

{本文由家电维修技术论坛小编收集整理资料}一般来讲，开关频率越高，输出滤波器元件L和CO的尺寸越小。因此，可减小电源的尺寸，降低其成本。带宽更高也可以改进负载瞬态响应。但是，开关频率更高也意味着与交流相关的功率损耗更高，这需要更大的电路板空间或散热器来限制热应力。开关频率优化一般来讲，开关频率越高，输出滤波器元件L和CO的尺寸越小。因此，可减小电源的尺寸，降低其成本。带宽更高也可以改进负载瞬态响应。但是，开关频率更高也意味着与交流相关的功率损耗更高，这需要更大的电路板空间或散热器来限制热应力。目前，对于 ≥10A的输出电流应用，大多数降压型电源的工作频率范围为100kHz至1MHz ~ 2MHz。对于<10A的负载电流，开关频率可高达几MHz。每个设计的最优频率都是通过仔细权衡尺寸、成本、效率和其他性能参数实现的。输出电感选择在同步降压转换器中，电感峰峰值纹波电流可计算如下：

在给定开关频率下，低电感提供大纹波电流并产生大输出纹波电压。大纹波电流也会增加MOSFET RMS电流和传导损耗。另一方面，高电感意味着电感尺寸大，电感DCR和传导损耗也可能较高。通常，在选择电感时，会选择超过最大直流电流比的10% ~ 60%峰峰值纹波电流。电感供应商通常指定DCR、RMS（加热）电流和饱和电流额定值。在供应商的最大额定值内设计电感的最大直流电流和峰值电流非常重要。功率MOSFET选择为降压转换器选择MOSFET时，首先确保其最大VDS额定值高于具有足够裕量的电源VIN(MAX)。但是，不要选择额定电压过高的FET。例如，对于16VIN(MAX)电源，额定值为25V或30V的FET非常适合。额定值为60V的FET的电压过高，因为FET的导通电阻通常随额定电压的增加而增加。接下来，FET的导通电阻RDS(ON)和栅极电荷QG（或QGD）是两个最重要的参数。通常需要在栅极电荷QG和导通电阻RDS(ON)之间进行取舍。一般而言，硅芯片尺寸小的FET具有低QG、高导通电阻RDS(ON)，而硅芯片尺寸大的FET具有低RDS(ON)和大QG。在降压转换器中，顶部MOSFET Q1同时吸收了传导损耗和交流开关损耗。Q1通常需要低QG FET，特别是在具有低输出电压和小占空比的应用中。低压侧同步FET Q2的交流损耗较小，因为它通常在VDS电压接近零时导通或关断。在这种情况下，对于同步FET Q2，低RDS(ON)比QG更重要。如果单个FET无法处理总功率，则可并联使用多个MOSFET。输入和输出电容选择首先，应选择具有足够电压降额的电容。降压转换器的输入电容具有脉动开关电流和大纹波电流。因此，应选择具有足够RMS纹波电流额定值的输入电容以确保使用寿命。铝电解电容和低ESR陶瓷电容通常在输入端并联使用。输出电容不仅决定输出电压纹波，而且决定负载瞬态性能。输出电压纹波可以通过公式(15)计算。对于高性能应用，要尽量减少输出纹波电压并优化负载瞬态响应，ESR和总电容都很重要。通常，低ESR钽电容、低ESR聚合物电容和多层陶瓷电容(MLCC)都是不错的选择。

关闭反馈调节环路开关模式电源还有一个重要的设计阶段——通过负反馈控制方案关闭调节环路。这项任务通常比使用LR或LDO更具有挑战性。它需要充分了解环路行为和补偿设计，通过稳定环路来优化动态性能。降压转换器的小信号模型如前所述，开关转换器随开关开启或关闭状态改变工作模式。它是一个分立式非线性系统。要使用线性控制方法来分析反馈环路，需要进行线性小信号建模[1][ 3]。由于输出L-C滤波器，占空比D至输出VO的线性小信号转换函数实际上是一个具有两个极点和一个零点的二阶系统，如公式(16)所示。在输出电感和电容的谐振频率处有两个极点。有一个由输出电容和电容ESR决定的零点。

其中，

，

电压模式控制与电流模式控制输出电压可由闭环系统调节，如图11所示。例如，当输出电压增加时，反馈电压VFB增加，而负反馈误差放大器的输出减少。因此，占空比减小。输出电压被拉回，使VFB = VREF。误差运算放大器的补偿网络可能是I型、II型或III型反馈放大器网络[3] [ 4]。只有一个控制环路来调节输出。这种方案称为电压模式控制。ADI LTC3775和LTC3861是典型的电压模式降压控制器。图12显示使用LTC3775电压模式降压控制器的5V至26V输入、1.2V/15A输出同步降压电源。由于LTC3775具有先进的PWM调制架构和极低(30ns)的最短导通时间，因此该电源适合将高电压汽车或工业电源转换为当今微处理器和可编程逻辑芯片所需的1.2V低电压的应用。高功率应用需要具有均流功能的多相降压转换器。使用电压模式控制，需要额外的均流环路来平衡并联降压通道中的电流。用于电压模式控制的典型均流法是主从法。LTC3861就是这样一款PolyPhase®电压模式控制器。其±1.25mV的超低电流检测失调电压使得并联相位之间的均流非常精确，从而平衡热应力。[10]

图11.电压模式控制降压转换器的方框图

图12.LTC3775电压模式同步降压电源提供高降压比电流模式控制使用两种反馈环路：类似于电压模式控制转换器控制环路的外电压环路，以及将电流信号馈送回控制环路的内电流环路。图13显示直接检测输出电感电流的峰值电流模式控制降压转换器的概念方框图。使用电流模式控制时，电感电流取决于误差运算放大器的输出电压。电感成为电流源。因此，从运算放大器输出VC到电源输出电压VO的转换功能成为单极性系统。这使环路补偿变得更加简单。控制环路补偿不太依赖于输出电容ESR零点，因此可使用所有陶瓷输出电容。电流模式控制还有很多其他优势。如图13所示，由于峰值电感电流受到运算放大器VC的逐周期限制，因此电流模式控制系统在过载条件下会更精确、更快速地限制电流。浪涌电感电流在启动过程中也会受到良好的控制。此外，当输入电压变化时，电感电流不会快速变化，因此电源具有良好的线路瞬态性能。并联多个转换器时，通过使用电流模式控制，也很容易在电源之间实现均流，这对使用PolyPhase降压转换器的可靠高电流应用至关重要。总而言之，电流模式控制转换器比电压模式控制转换器更可靠。电流模式控制方案需要精确检测电流。电流检测信号通常是对开关噪声敏感的数十毫伏电平下的一个小信号。因此，需要正确仔细地设计PCB布局。通过检测电阻、电感DCR压降或MOSFET传导压降检测电感电流，可关闭电流环路。典型的电流模式控制器包括ADI公司的LTC3851A、LTC3855、LTC3774和LTC3875。

图13.电流模式控制降压转换器的方框图恒频与恒定导通时间控制

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